魏應冬，吳燮華

(浙江大學電氣工程學院，浙江    杭州    310027）

摘要：在開關電源中，EMI濾波器對共模和差模傳導雜訊的抑制起著顯著的作用。在研究濾波器原理的基礎上，探討了一種對共模、差模信號進行獨立分析，分別建模的方法，最後基於此提出了一種EMI濾波器的設計程式。

關鍵字：開關電源；EMI濾波器；共模；差模

0    引言

    高頻開關電源由於其在體積、重量、功率密度、效率等方面的諸多優點，已經被廣泛地應用於工業、國防、家電產品等各個領域。在開關電源應用於交流電網的場合，整流電路往往導致輸入電流的斷續，這除了大大降低輸入功率因數外，還增加了大量高次諧波。同時，開關電源中功率開關管的高速開關動作（從幾十kHz到數MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）騷擾源。從已發表的開關電源論文可知，在開關電源中主要存在的干擾形式是傳導干擾和近場輻射干擾，傳導干擾還會注入電網，干擾接入電網的其他設備。

    減少傳導干擾的方法有很多，諸如合理鋪設地線，採取星型鋪地，避免環形地線，盡可能減少公共阻抗；設計合理的緩衝電路；減少電路雜散電容等。除此之外，可以利用EMI濾波器衰減電網與開關電源對彼此的雜訊干擾。

    EMI騷擾通常難以精確描述，濾波器的設計通常是通過反復迭代，計算製作以求逐步逼近設計要求。本文從EMI濾波原理入手，分別通過對其共模和差模雜訊模型的分析，給出實際工作中設計濾波器的方法，並分步驟給出設計實例。

1    EMI濾波器設計原理

    在開關電源中，主要的EMI騷擾源是功率半導體器件開關動作產生的dv/dt和di/dt，因而電磁發射EME(Electromagnetic Emission)通常是寬帶的雜訊信號，其頻率範圍從開關工作頻率到幾MHz。所以，傳導型電磁環境（EME）的測量，正如很多國際和國家標準所規定，頻率範圍在0.15∼30MHz。設計EMI濾波器，就是要對開關頻率及其高次諧波的雜訊給予足夠的衰減。基於上述標準，通常情況下只要考慮將頻率高於150kHz的EME衰減至合理範圍內即可。

    在數位信號處理領域普遍認同的低通濾波器概念同樣適用於電力電子裝置中。簡言之，EMI濾波器設計可以理解為要滿足以下要求：

    1）規定要求的阻帶頻率和阻帶衰減；（滿足某一特定頻率f_stop有需要H_stop的衰減）；

    2）對電網頻率低衰減（滿足規定的通帶頻率和通帶低衰減）；

    3）低成本。

1.1    常用低通濾波器模型

    EMI濾波器通常置於開關電源與電網相連的前端,是由串聯電抗器和並聯電容器組成的低通濾波器。如圖1所示，噪音源等效阻抗為Z_source、電網等效阻抗為Z_sink。濾波器指標（f_stop和H_stop）可以由一階、二階或三階低通濾波器實現，濾波器傳遞函數的計算通常在高頻下近似，也就是說對於n階濾波器，忽略所有ω^k相關項（當k<n），只取含ωⁿ相關項。表1列出了幾種常見的濾波器拓撲及其傳遞函數。特別要注意的是要考慮輸入、輸出阻抗不匹配給濾波特性帶來的影響。

圖1    濾波器設計等效電路

表1    幾種濾波器模型及傳遞函數

1.2    EMI濾波器等效電路

    傳導型EMI雜訊包含共模（CM）雜訊和差模(DM)雜訊兩種。共模雜訊存在於所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間，其產生來源被認為是兩電氣回路之間絕緣洩漏電流以及電磁場耦合等；差模雜訊存在於交流相線(L、N)之間，產生來源是脈動電流，開關器件的振鈴電流以及二極體的反向恢復特性。這兩種模式的傳導雜訊來源不同，傳導途徑也不同，因而共模濾波器和差模濾波器應當分別設計。

    顯然，針對兩種不同模式的傳導雜訊，將其分離並分別測量出實際水平是十分必要的，這將有利於確定那種模式的雜訊占主要部分，並相應地體現在對應的濾波器設計過程中，實現參數優化。在文獻[6]和[7]中，提供了兩種用於區分共模和差模雜訊的雜訊分離器，他們能有選擇地對共模或差模雜訊至少衰減50dB，因而可有效地測量出共模和差模成分。分離器的原理和使用超出了本文的討論範圍，詳細內容可見參考文獻[6]和[7]。

    以一種常用的濾波器拓撲〔圖2(a)〕為例，分別對共模、差模雜訊濾波器等效電路進行分析。圖2(b)及圖2(c)分別代表濾波器共模衰減和差模衰減等效電路。分析電路可知，C_x1和C_x2只用於抑制差模雜訊，理想的共模扼流電感L_C只用於抑制共模雜訊。但是，由於實際的L_C繞制的不對稱，在兩組L_C之間存在有漏感L_g也可用於抑制差模雜訊。C_y即可抑制共模干擾、又可抑制差模雜訊，只是由於差模抑制電容C_x2遠大於C_y，C_y對差模抑制可忽略不計。同樣，L_D既可抑制共模干擾、又可抑制差模干擾，但L_D遠小於L_C，因而對共模雜訊抑制作用也相對很小。

（a）常用的濾波器拓撲

（b）共模衰減等效電路

（c）差模衰減等效電路

圖2    一種常用的濾波器拓撲

    由表1和圖2可以推出，對於共模等效電路，濾波器模型為一個二階LC型低通濾波器，將等效共模電感記為L_CM，等效共模電容記為C_CM，則有

    L_CM=L_C＋L_D（1）

    C_CM=2C_y（2）

    對於差模等效電路，濾波器模型為一個三階CLC型低通濾波器,將等效差模電感記為L_DM，等效差模電容記為C_DM（令C_x1=C_x2且認為C_y/2<<C_x2），則有

    L_DM=2L_D＋L_g（3）

    C_DM=C_x1=C_x2（4）

    L_C型濾波器截止頻率計算公式為

    f_R,CM=（5）

    將式（1）及式（2）代入式（5），則有

    f_R,CM=?（L_C>>L_D）（6）

    CLC型濾波器截止頻率計算公式為

    f_R,DM=（7）

    將式（3）及式（4）代入式（7），則有

    f_R,DM=（8）

    在噪音源阻抗和電網阻抗均確定，且相互匹配的情況下，EMI濾波器對共模和差模雜訊的抑制作用，如圖3所示。

圖3    濾波器差模與共模衰減

2    設計EMI濾波器的實際方法

2.1    設計中的幾點考慮

    EMI濾波器的效果不但依賴於其自身，還與噪音源阻抗及電網阻抗有關。電網阻抗Z_sink通常利用靜態阻抗補償網路(LISN)來校正，接在濾波器與電網之間，包括電感、電容和一個50Ω電阻，從而保證電網阻抗可由已知標準求出。而EMI源阻抗則取決於不同的變換器拓撲形式。

    以典型的反激式開關電源為例，如圖4（a）所示，其全橋整流電路電流為斷續狀態，電流電壓波形如圖5所示。對於共模雜訊，圖4(b)所示Z_source可以看作一個電流源I_S和一個高阻抗Z_P並聯；圖4(c)中對於差模雜訊，取決於整流橋二極體通斷情況，Z_source有兩種狀態：當其中任意兩隻二極體導通時，Z_source等效為一個電壓源V_S與一個低值阻抗Z_S串連；當二極體全部截止時，等效為一個電流源I_S和一個高阻抗Z_P並聯。因而噪音源差模等效阻抗Z_source以2倍工頻頻率在上述兩種狀態切換[2]。

（a）典型反激式開關電源

（b）共模噪音源等效電路（c）差模噪音源等效電路

圖4    典型反激式開關電源及其噪音源等效電路

圖5    電源輸入端電壓、電流波形

    在前述設計過程中，EMI濾波器元件（電感、電容）均被看作是理想的。然而由於實際元件存在寄生參數，比如電容的寄生電感，電感間的寄生電容，以及PCB板佈線存在的寄生參數，實際的高頻特性往往與理想元件仿真有較大的差異。這涉及到EMC高頻建模等諸多問題，模型的參數往往較難確定，所以，本文僅考慮EMI濾波器的低頻抑制特性，而高頻建模可參看文獻[8]等。故Z_S及Z_P取值與這些寄生電容、電感以及整流橋等效電容等寄生參數有關，直接採用根據電路拓撲及參數建模的方案求解源阻抗難以實現，因而，在設計中往往採用實際測量Z_source。

2.2    實際設計步驟

    EMI濾波器設計往往要求在實現抑制雜訊的同時，自身體積要盡可能小，成本要盡可能低廉。同時，濾波效果也取決於實際的雜訊水平的高低，分析共模和差模雜訊的干擾權重，為此，在設計前要求確定以下參量，以實現設計的優化。

    1）測量干擾源等效阻抗Z_source和電網等效阻抗。實際過程中往往是依靠理論和經驗的指導，先作出電源的PCB板，這是因為共模、差模的噪音源和干擾途徑互不相同，電路板走線的微小差異都可能導致很大EME變化。

    2）測量出未加濾波器前的干擾雜訊頻譜，並利用雜訊分離器將共模雜訊V_MEASUREE,CM和差模雜訊V_measure,CM分離，做出相應的干擾頻譜。

    接著就可以進行實際的設計了，仍以本文中提出的濾波器模型為例，步驟如下。

    （1）依照式（9）計算濾波器所需要的共模、差模衰減，並做出曲線V_measure，CM－f和V_measure，DM－f，其中V_measure，CM和V_measure，DM已經測得，V_{standard，CM}和V_{standard，DM}可參照傳導EMI干擾國標設定。加上3dB的原因在於用噪音分離器的測量值比實際值要大3dB。

    (V_req,CM)dB=(V_measure,CM)－(V_standard,CM)＋3dB

    (V_req,DM)dB=(V_measure,DM)－(V_standard,DM)＋3dB（9）

    （2）由圖3可知，斜率分別為40dB/dec和60dB/dec的兩條斜線與頻率軸的交點即為f_R,CM和f_R，DM。作V_measure，CM－f和V_measure，DM－f的切線，切線斜率分別為40dB/dec和60dB/dec，比較可知，只要測量他們與頻率軸的交點，即可得出f_R,CM和f_R，DM，圖6所示為其示意圖。

（a）實線為共模目標衰減；虛線為斜率為40dB/dec切線

（b）實線為差模目標衰減；虛線為斜率為60dB/dec切線

圖6    f_R,DM與f_R,CM的確定

    （3）濾波器組件參數設計

    ——共模參數的選取    C_y接在相線和大地之間，該電容器容量過大將會造成漏電流過大，安全性降低。對漏電流要求越小越好，安全標準通常為幾百μA到幾mA。

    EMI對地漏電流I_y計算公式為

    I_y=2πfCV_c（10）

式中：f為電網頻率。

    在本例中，V_c是電容C_y上的壓降，f=50Hz，C=2C_y，V_c=220/2=110V，則

    C_y=（11）

若設定對地漏電流為0.15mA，可求得C_y?2200pF。將C_y代入步驟（2）中求得f_R,CM值，再將f_R,CM代入式（6）中可得

    L_c=（12）

    ——差模參數選取    由式（8）可知，C_x1，C_x2，以及L_D的選取沒有唯一解，允許設計者有一定的自由度。

    由圖2可知，共模電感L_c的漏感L_g也可抑制差模雜訊，有時為了簡化濾波器，也可以省去L_D。經驗表明，漏感L_g量值多為L_c量值的0.5％∼2％。L_g可實測獲得。此時，相應地C_x1、C_cx2值要更大。

3    結語

    本文的論述是基於低通濾波器的低頻模型分析。由於實際組件寄生參數的影響，尤其在高頻段更加顯著，因而往往需要在第一次確定參數之後反復修正參數，以及使用低ESR和ESL的電容，優化繞制磁芯的材料和工藝，逐步逼近要求的技術指標。

    由於只涉及到單級濾波器的設計，如LC型濾波器衰減程度只有40dB/dec，當要求衰減程度在60∼80dB以上的指標時，往往需要使用多級濾波器。

    通用型的EMI濾波器通常很難設計，這是由於不同的功率變換器之間，由於拓撲、選用元件、PCB布版等原因，電磁環境水平相差很大，再加上阻抗匹配的問題，在很大程度上影響了濾波器的通用性，所以，濾波器的設計往往需要有針對性，並在實際調試中逐步修正。

作者簡介

    魏應冬，男，碩士研究生，現從事電力電子拓撲及電磁相容相關研究。

    吳燮華，女，教授，碩士生導師，現從事電力電子系統集成及智慧控制等方面研究。